高速电光调制器是现代通信网络及各类应用的关键组件，这些应用需要实现芯片级调制，具备宽带宽、高调制效率和紧凑尺寸等特性。然而，同时满足这些指标具有挑战性，因此必须探索新的方法。为此，本文在绝缘体上氮化硅加载铌酸锂平台上提出了一种基于慢光波导和容性负载慢波电极的马赫-曾德尔调制器。群折射率的增大和微波损耗的降低显著提升了调制效率。在1mm长的调制区域下，获得了0.21Vcm的低半波电压长度积V_π·L，这比传统的薄膜铌酸锂Mach–Zehnder调制器小一个数量级，并实现了超过110GHz的调制带宽。该调制器无需数字信号处理器即可分别生成高达180和300Gbps的非归零信号和八电平脉冲幅度调制信号，为下一代电光系统提供了超大带宽、超高效率和紧凑的解决方案。

随着近几十年来数据流量的激增，高速且节能的未来光子系统已引起广泛的研究关注。为实现这类系统，研究人员开发了采用CMOS兼容工艺的光子集成电路（PIC），以实现低成本和大规模集成。芯片级电光（EO）调制器将信号从电域转换至光域，是现代PIC的关键构建模块。迄今已提出多种集成平台与解决方案以实现高性能芯片级电光调制器，涵盖硅基、聚合物、磷化铟、等离子体及其他EO材料（氮化铝、钛酸钡、碳化硅、锆钛酸铅）。其中，薄膜铌酸锂（TFLN）因其卓越特性——包括强Pockels效应（≈30pmV⁻¹）、宽透明窗口（0.35–5.20µm）及低光损耗而成为极具前景的电光调制器实现平台。

基于TFLN腔体的调制器可支持大带宽和高调制效率。然而其谐振特性对制造工艺和温度变化均敏感。马赫-曾德尔干涉结构可解决谐振传输导致的光学工作带宽受限于<1nm的问题。基于TFLN平台的Traveling-wave Mach–Zehnder调制器（MZM）已经实现调制效率V_π·L达2.2Vcm，3dB调制带宽达100GHz。此外，混合型TFLN-Si MZMs与相干TFLN MZMs的Vπ·L值均达≈2.3Vcm。为降低微波损耗，采用容性加载慢波电极，同时保持石英基TFLN平台的调制效率。据报道在1GHz信号频率下V_π·L值约为2.3V·cm。这些研究中开发的TFLN调制器展现出良好的带宽潜力。然而TFLN调制器的V_π·L值被限制在约≈2V·cm。为实现低驱动电压，调制长度通常为5-20毫米，代价是器件尺寸增大、微波损耗增加及带宽受限。驱动电压和带宽仍然面临关键的权衡与取舍。

最近，基于布拉格光栅波导的慢光马赫-曾德尔调制器（MZM）实现了0.67V·cm的V_π·L值，但其调制带宽仅为10GHz。通过进一步优化布拉格谐振器的结构和长度，实现了V_π·L值为1.29V·cm、带宽为50GHz的慢光MZM。迄今为止，实现高效率（<0.5V·cm）和大带宽（>110GHz）的TFLN MZM仍然具有挑战性。

在此，我们提出并展示了一种基于氮化硅(SiN)加载TFLN平台的集成MZM。该调制器展现出0.21V·cm的V_π·L值和超过110GHz的带宽。利用拓扑波导内的慢光效应，结合慢波电极中的最小微波损耗，显著提高了调制效率。这使得在1mm调制长度下半波电压仅为2.1V。同时，由于臂长减少以及用于电光速度和阻抗匹配的慢波电极，可实现大的调制带宽。该收发器无需数字信号处理器（DSP）即可实现180Gbps非归零（NRZ）及300Gbps八电平脉冲幅度调制（PAM8）信号的稳定眼图。对于100Gbaud NRZ信号，其允许实现低于4×10⁻²比特误码率(BER)的光波长范围可达4.4nm。值得注意的是，一种采用布拉格光栅慢光结构的全硅电光调制器最近实现了110GHz的大3-dB带宽；然而，这是以78V的高半波电压为代价的。本研究不仅实现了卓越的110GHz带宽，更将半波电压显著降低至2.1V。基于拓扑波导慢光效应的MZM调制器，标志着在调制效率与带宽领域取得重大突破。

我们基于经典的Su-Schrieffer-Heeger模型设计了用于调制臂的慢光拓扑光子晶体波导（图1a）。拓扑光子晶体的单元结构可视为介质AB层状结构。为了研究混合SiN-TFLN拓扑波导中的慢光效应，我们通过周期性矩形空气孔来替代堆叠的A层和B层，从而调整集成波导的有效折射率。

图1采用分段慢波电极的集成LN高效大带宽慢光MZMs调制器设计。a)一维拓扑光子晶体的介质AB层和结构组成。晶格的单元胞，周期为Λ，宽度为D1和D2，长度为D3。b)一维拓扑光子晶体的模拟能带图，显示最低（黑色）和次低（红色）能带。插图展示了能带边缘的交换模式分布，表明当翻转晶格时，在光子带隙（淡紫色区域）出现了能带反转。c)次低能带和d)最低能带的群折射率与波长随D1和D2变化的色散关系。e)电光速度匹配的慢光MZMs调制器示意图。黑色虚线框插图：慢光波导和分段慢波电极的放大图像。紫色虚线框插图：混合LN和SiN波导的空间横向电场模式分布，LN能量占比为61.5%。f)分段慢波电极的设计。在本工作中，电极参数如下：周期p=50µm，边长h=t=4µm，电极间隙g=5µm，r=45µm，s=2µm。g)不同频率下的模拟微波折射率。h)模拟的EOS₂₁曲线，显示器件的3dB带宽为235GHz。

通过在元胞中引入空气孔破坏反演对称性，可实现可控带隙。在带隙内，布里渊区(BZ)附近表现出强色散。周期结构在布里渊区边缘表现出慢光模式的简并，这是由界面的滑移面对称性导致的。类似的简并能带结构也已在二维线缺陷滑移面波导和拓扑谷光子晶体中被报道。

采用有限元法，将周期设置为Λ=420nm，并将孔尺寸D1、D2和D3分别设置为150、80和674nm（图1a，底部）。当宽度D1减小而宽度D2增大时，我们发现光子带隙在BZ图中逐渐形成一个临界点——当D1=D2时，该点被称为横电模式的狄拉克点（图1b）。带隙经历闭合、交叉和重新开启的过程，直至D1<D2。

我们展示了群折射率与波长之间的色散关系，该关系随空气孔宽度D1和D2的变化而变化（图1c、d）。在打破反演对称性的过程中，带隙边缘附近出现连续色散现象，导致带隙内出现慢光模式。慢光波导的带隙对空气孔尺寸和位置的变化具有良好的容差。

虽然布拉格光栅常用于在波导中诱导慢光，但我们的拓扑结构具有显著优势。相较于布拉格光栅，它们能提供更大的折射率扰动和更高的耦合系数。这使得反射率提升且带隙宽度增大。调制臂采用"AB"拓扑结构可进一步减小臂长。

我们设计了一种由慢光调制臂、周期性T轨道电极（采用接地-信号-接地GSG配置）及1×2多模干涉仪（MMI）组成的慢光MZM（图1e）。根据微扰理论和色散曲线，采用推挽配置的MZM调制器可通过以下方式计算V_π·L参数：

其中λ为波长，n_LN为TFLN折射率，γ₃₃为TFLN的电光系数，g为电极间隙，σ表示光模场与施加电场之间的电光重叠因子，而群折射率n_g可按下式计算：

其中V_g表示群速度，c表示真空中的光速。对于慢光模式，当Vg<c时，会导致更高的群折射率。

基于方程（1）和（2），可采用多种方法提升V_π·L值。首先，V_π·L值与波长λ呈正比关系。近期在可见光波段工作的芯片级调制器技术取得进展，实现了更小的V_π·L值。其次，与商用体铌酸锂调制器相比，TFLN调制器因其对光模场的高约束能力，可实现更窄的电极间隙，从而提升调制效率。但电极间隙进一步缩小将导致金属吸收损耗增加。第三，V_π·L与群折射率n_g呈反比关系。利用群折射率增强的慢光模式有望在电信波段实现超高效率TFLN调制器。此外，本设计受益于慢波电极中较小的微波损耗及调制臂更大的耦合系数，共同促成了V_π和L值的双重降低。

限制芯片级调制器带宽的主要因素是行进中的电信号与光信号速度不匹配，导致调制累积停止。传统的片上微带行波电极间隙狭窄，约为几微米，由于电容增加，电流会从间隙附近流过，从而减小导体面积并增加微波损耗和功耗。

为获得高效率、大带宽的TFLN调制器，我们通过分段慢波电极实现了射频高折射率与光信号高群折射率的匹配（图1f）。分段慢波电极由常规带状共面传输线与从其延伸的周期性T形导轨构成。T形导轨单位长度电容的增加显著降低了微波传播速度。T形导轨使电流能在增大的有效流动长度上均匀分布，从而增大有效导体面积并降低邻近间隙区域的电流密度。因此，无需增加电极间隙即可抑制欧姆损耗，实现低微波损耗，同时保持电光速度匹配。

我们采用有限元法模拟了若干分段慢波电极的电学参数。受电极间隙极小、电极制造精度要求严苛等因素制约，可调参数范围及微波折射率变化区间均受到显著限制。通过这些分段慢波电极，我们实现了>3的射频折射率（图1g）。该高射频折射率可用于实现光与微波之间的精确速度匹配。我们计算了调制器的电光S₂₁曲线，其3dB调制带宽高达235GHz（图1h）。

采用一种加载SiN的TFLN混合波导，以避免直接刻蚀TFLN，这为在TFLN平台上实现大规模和低成本集成提供了有前景的替代方案。混合波导的光模场分布如图1a插图所示，在TFLN层中的光限制因子为61.5%，可有效利用LN的强电光效应。

该器件的制备工艺流程如下所示。马赫-曾德尔调制器（MZMs）制备于4英寸TFLN晶圆之上，该晶圆结构为：硅衬底（NanoLN）上沉积2微米厚SiO₂埋氧化层，其上覆盖300纳米厚x-cut单晶TFLN层。通过等离子体增强化学气相沉积法在晶圆上沉积300纳米厚的SiN层。在SiN层上旋涂光刻胶（AR-P6200.09）。通过电子束光刻（Vistec EBPG-5200+）和感应耦合等离子体干法刻蚀工艺，在光刻胶上形成波导、MMI和光栅耦合器图案，并将其转移至SiN层。随后对SiN层进行300纳米深度的刻蚀。去除残留物后，通过电子束蒸发和剥离工艺沉积并制作350纳米厚的分段慢波电极。

我们展示了制备器件的光学显微镜照片和扫描电子显微镜（SEM）图像（图2a–c）。该MZM采用单端驱动推挽配置，由GSG电极驱动，相较于GS配置，可在半电压下实现"π"相位移。为表征光学与静态电光性能，我们制备了片上光栅耦合器，通过光纤将光耦合至器件。由于带隙附近的群速度色散效应，该器件的片上损耗具有波长依赖性。

图2器件表征与静态电光性能。a)含波导与电极的器件光学显微镜照片。b)慢光波导与电极的扫描电子显微镜图像。c)带矩形空气孔的慢光波导放大SEM照片。d)MZM的透射光谱。e)归一化光学传输曲线，显示V_π值分别为：1535nm波长下21.7V，1546.1nm下9.8V，1546.7nm下7V，1546.92nm下4V，1547.1nm下2.1V。由于光与物质的相互作用时间和群折射率增加，随着波长的红移，V_π将逐渐降低至2.1V。f)1mm长臂在不同电压下测量的光传输，显示调制器在1547.1纳米波长时具有27.5dB的消光比。g)不同波长下测得的V_π·L值。

在测量半波电压（V_π）时，向调制器施加一个峰峰值电压扫频的10kHz三角波信号。我们发现器件的改进V_π值具有波长依赖性（图2e–g）。在1547.1nm波长下获得最小V_π值2.1V，消光比(ER)达27.5dB（图2f）。其他波长下的测量ER值详见补充材料第S8节。最佳V_π·L值为0.21V·cm，表明TFLN MZMs具有高调制效率。考虑到TFLN的光折变效应，在接近直流频率下工作的调制器会引入额外的慢光效应，导致V_π值被高估或低估。较低的V_π·L值对于保持收发器模块紧凑性至关重要。该方案在实现低驱动电压、小尺寸的大规模集成阵列器件方面展现出巨大潜力。

为表征所制备器件的高速性能，我们采用图3a所示的配置测量了小信号响应（S₂₁参数）。

图3电光调制带宽。a)电光带宽测量实验装置。b)在1546.1、1546.7、1546.92和1547.1nm不同波长下测得的电光S₂₁响应。平坦响应超过110GHz。

可调谐激光器（TLS）（Santec TSL-710）经掺铒光纤放大器（EDFA）放大。通过偏振控制器（PC）使光与MZM的偏振态保持一致。第二台EDFA设置在MZM输出端后以补偿光损耗，并采用光学带通滤波器（OBPF）降低受激辐射噪声。接收光功率经可变光衰减器（VOA）调节后，通过90GHz带宽光探测器（PD）（XPDV4120R-WFFP）进行电光转换。最终，调制信号被输入到110GHz带宽的光波分量分析仪（LCA）（Keysight N5227B）。为表征器件的电光响应特性，采用高速微波探针将LCA输出的扫频正弦信号驱动调制器。其余探针提供终端匹配以降低微波信号反射。电光响应参数通过LCA参数提取获得。

我们展示了利用110GHz带宽LCA获得的1546.1、1546.7、1546.92和1547.1nm波长下的EO S₂₁曲线，如图3b所示。1546.1、1546.7、1546.92和1547.1nm波长对应的调制效率分别为0.98、0.7、0.4和0.21Vcm。在这些波长下，调制带宽超过110GHz。结果表明，通过使用慢光波导和慢波电极，可以在保持高调制效率的同时实现大带宽。

在我们的模拟中，器件的3dB带宽预计为235GHz（图1h）。然而，由于LCA设备测试能力的限制，我们无法准确表征其3-dB带宽。光学外差法可用于在高频（>110GHz）下精确表征频率响应，并在未来进行3dB调制带宽的实验测量。

为评估1mm长调制器的调制性能，我们进行了高速数据传输实验（图4a）。电数据信号通过(2¹³-1)比特伪随机二进制序列施加至调制器，峰峰值电压Vpp为3V。该信号由256Gsa s⁻¹任意波形发生器（AWG）（Keysight M8199）生成，随后经电放大器(EA)(SHF S807C)放大。信号通过高速探针传输至分段慢波电极。采用触发信号进行时钟恢复，以生成由电采样示波器(OSC)(Keysight N1030A)捕获的接收数据眼图。采用256Gsa s⁻¹实时数字采样示波器，基于简单前馈均衡器的线性数字信号处理算法计算误码率（BER）。

我们总结了120、150和180Gbps NRZ信号的眼图，信噪比分别为9.9、10.6和5.5dB，对应的BER分别为9.5×10⁻⁴、2.3×10⁻⁴和3.6×10⁻²（图4b-d）。清晰睁开的眼图，测得的ER分别为3.3、2.1和1.5dB。

我们分别展示了数据速率为200、220和240Gbps的PAM4信号的眼图（图4e-g）。对于240Gbps PAM4信号，每比特耗能估算为44fJ bit⁻¹。我们测量了200Gbps PAM4信号的BER，发现它们可以降至3.8×10−3的硬判决前向纠错编码阈值以下（图4k）。对于220和240Gbps PAM4信号的更高数据速率，BER远低于4×10−2的软判决前向纠错编码阈值。

图4数据调制测量。a)用于测量光眼图的实验设备。b)120Gbps、c)150Gbps和d)180Gbps数据速率下NRZ信号的眼图。e)200Gbps、f)220Gbps和g)240Gbps速率下测得的PAM4调制格式眼图。h)257Gbps下测得的PAM6调制格式眼图。i)270Gbps和j)300Gbps下测得的PAM8调制格式眼图。k)PAM4信号在200、220和240Gbps数据速率下误码率与接收光功率的测量曲线。l)实验验证所提调制器在工作波长范围内的性能。插图：100Gbps NRZ信号在不同载波波长下的测量眼图。

为了进一步提高慢光MZM支持的数据速率，我们采用了高波特率下的更高调制格式。我们提供了257Gbps PAM6、270Gbps和300Gbps PAM8的清晰眼图（图4h-j），这些眼图是在未采用收发器DSP流程的情况下获得的。这种方法可以在不消耗DSP功耗的情况下降低延迟预算，并且结果验证了慢光MZM支持无需DSP的高数据速率。

我们探索了慢光MZM的工作波长范围。在高速数据传输过程中，通过精细调节工作波长，以0.04nm的间隔捕获眼图和误码率（BER）。测试条件在不同波长下保持一致且无需优化。值得注意的是，在2.2nm工作带宽内，100Gbps无归零编码（NRZ）眼图展现出低误码率（<4×10⁻²）（图4l）。工作波长范围内误码率波动主要归因于强色散效应及带边附近非理想干扰导致的静态ER波动，这会引发MZI相关干涉条纹。

两侧对称的带隙特性提升了调制器的光学工作带宽，使其在生成100Gbps非归零编码信号时可延伸至4.4nm。然而在高速传输实验中，由于实验室缺乏长波段光放大设备，我们无法对长波段侧的慢光调制信号进行测试。

表1比较了先进芯片级调制器的各项指标。我们演示的拓扑慢光MZM是唯一在实现110GHz宽带的同时，调制效率低于0.5V·cm的器件。

我们展示了一种基于混合集成TFLN和SiN平台的分段慢波电极慢光MZM。通过在拓扑波导中利用慢光效应及低损耗慢波电极，可显著提升调制效率。同时，分段慢波电极实现的优异电光速度与阻抗匹配，赋予器件卓越的电光带宽，模拟预测其带宽可达235GHz。所制备的1毫米长器件展现出0.21Vcm的突破性调制效率，且调制带宽持续保持在110GHz以上。该慢光MZM可实现高达180Gbps的NRZ信号高速数据调制传输。此外，该MZM还能生成无需DSP处理的PAM8信号眼图，最大数据速率达300Gbps。

此外，仍可进行改进以实现进一步优化。首先，插入损耗归因于蚀刻过程中的非理想条件，例如蚀刻气孔的侧壁粗糙度较大。通过优化蚀刻工艺的各向异性限制及纵横比相关的蚀刻速率，可平滑孔壁表面，从而降低散射损耗。同时需优化SiN沉积与退火过程中的高温（>250°C）及热循环条件，避免薄膜产生高应力，进而减少高散射损耗。其次，由于工作波长范围内存在强烈的群速度色散，器件的片上损耗相对较大且具有波长依赖性。必须对拓扑波导进行全面的带隙工程研究，以实现更大的延迟带宽积并提升光学工作带宽。通过在调制臂采用级联拓扑光子晶体腔或结合强带隙展宽与反交叉效应实现的带隙工程，可在7.1nm带宽内获得<1dB的低损耗与≈6.8的大群折射率。采用级联拓扑边界态作为工作波长范围，可在更短调制长度下提供近乎无损的传输解决方案。此外，多维慢光光子结构为高效紧凑调制器提供了有前景的慢光波导方案。但其面临若干挑战：首先二维光子晶体结构复杂且光学模式限制弱，导致制备工艺不兼容且调制效率低下。其次，共面电极同时具备电感与电容特性。根据传输线理论，周期性薄槽结构可调控电感参数。可采用感应电极或其他电极结构提升微波折射率，从而在保持50Ω阻抗的同时匹配更大光学群折射率。最后，本研究提出的方法为设计支持多维复用（包括波长复用、偏振复用和模式复用）的调制器奠定了基础。实现此类调制器有望显著提升未来通信链路的传输容量与性能。

参考文献

J. Shen, Y. Zhang, L. Zhang, J. Li, C. Feng, Y. Jiang, H. Wang, X. Li, Y. He, X. Ji, G. Yin, Y. Tian, X. Xiao, Y. Su, Highly Efficient Slow-Light Mach–Zehnder Modulator Achieving 0.21 V cm Efficiency with Bandwidth Surpassing 110 GHz. Laser Photonics Rev 2025, 19, 2401092. https://doi.org/10.1002/lpor.202401092

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